Vintagehifi.dk

Som beskrevet tidligere har jeg erstattet 2S’erne med IRFP140 og IRFP9140 – dog kun i forstærkere til almindeligt brug, uden hensyn til lydkvaliteten – og det virkede. Om det lyder godt eller ej, skal jeg ikke kunne sige.

Hvis man ender med en løsning, hvor den dobbelte strøm løber i driverne, vil C4 på 22 pF ( Miller‑kapacitansen ) måske også kunne øges til 39–47 pF uden at skade båndbredden nævneværdigt.

Det er egentlig lidt sjovt, her tilføjer man en Miller‑kapacitans for at opnå stabilitet, mens man andre steder bygger totempole‑konstruktioner – både single‑stage og differential – for at undgå den. I højfrekvensdesigns, jeg har lavet, har jeg nogle gange udkompenseret den induktivt.

Mht. BD139 i termisk kontakt med kølefladen for IRFP’erne kan det være en mulighed. En anden løsning, jeg eksperimenterede med i 2S’ernes tid, var at aflæse temperaturkoefficienten i databladet og indsætte en NTC 33k med en beregnet temperaturgradient på B = 4300, så vidt jeg husker. Ikke fordi det var nødvendigt, trinnet var jo stabilt, men det blev endnu mere stabilt. Jeg har ledt efter de gamle beregninger for dette trin, men har ikke kunnet finde dem. Det kunne måske være en mulighed at beregne en passende temperaturgradient for en NTC og bruge den som temperaturkompensering. Just an idea.

Mvh Smoelfen

Stadig en meget interessant tråd.
Jeg blev lidt nysgerrig på vertikal vs lateral Mos-fetter. Den hybrid, jeg har rodet med et stykke tid er inspireret af Crofts Series 7. Croft brugte mange forskellige mosfetter i udgangen. I en af de senere versioner brugte han ECW20N20/ECW20P20. Det er moderne laterale Mosfetter. (Databladet opgiver desværre ikke Rdson) I "klonen" brugte jeg til at begynde med 2SK227/2SJ83, som elektrisk er identisk med SK135/SJ70. Jeg syntes dog de gav en lidt for høj udgangsimpedans (ca. 2 ohm) og dermed for lav dæmpningsfaktor. Da jeg så Nelson Pass bruge IRFP'erne prøvede jeg dem og fik impedansen ned omkring 1,5 ohm (dampningsfaktor i 8 ohm ved Zud= 2: 4, Zud=1,5ohm: 5,3).

Klarskov skrev: 14 apr 2026, 15:05 Stadig en meget interessant tråd.
Jeg blev lidt nysgerrig på vertikal vs lateral Mos-fetter. Den hybrid, jeg har rodet med et stykke tid er inspireret af Crofts Series 7. Croft brugte mange forskellige mosfetter i udgangen. I en af de senere versioner brugte han ECW20N20/ECW20P20. Det er moderne laterale Mosfetter. (Databladet opgiver desværre ikke Rdson) I "klonen" brugte jeg til at begynde med 2SK227/2SJ83, som elektrisk er identisk med SK135/SJ70. Jeg syntes dog de gav en lidt for høj udgangsimpedans (ca. 2 ohm) og dermed for lav dæmpningsfaktor. Da jeg så Nelson Pass bruge IRFP'erne prøvede jeg dem og fik impedansen ned omkring 1,5 ohm (dampningsfaktor i 8 ohm ved Zud= 2: 4, Zud=1,5ohm: 5,3).

2SK227/2SJ83 var de mosfetter Mitronic satte i PA100. Hitachi's fets blev leveret i "H-pak" (el. D20) hus og gav bedre måledata end 2SK135/2SJ50 ifølge Bjørn Jerle... ejer af firmaet "Mitronic". PA100 var Lars Vester's og midt på udgangsmodulerne var en lille forseglet kasse af plast som indeholdt hele indgangstrinnet. Tror de kaldte dem "Mantra moduler". elektronikken var gemt

Efter hard-wiring af to forskellige design's på træplader, Hitachi's kredsløb og "Teleprint 811001", har det vist sig hvor vigtigt det er for forstærkeren's stabilitet med et godt print layout....forskellen på Mitronic's to forskellige layout's, en for TO-3 og en anden for H-pak, viser tydeligt, at afstande fra plus og minus forsyningen ( og resten af komponenterne) til transistorerne er noget længere for TO-3 husene. ... de små forskelle i geometri og mekanisk konstruktion imellem de to transistor typer, kunne sagtens give en fordel til H-pak transistorerne.

I diagrammet fra 1982 viser Mitronic fejl som ville have blæst hovedet af flere transistorer...Fejl er rettet på viste diagram....Heldigvis var de kostbare moduler ok... det ene H-pak modul brændte af , og da Mitronic sendte erstatnings modulet var det med 2SK135/2SJ50 TO-3....allerede 9 måneder senere var H-pak udgået fra Hitachi.

.... hvad der var indeholdt i "Mantra" modulet er "streget af" på den overmalede diagramtegning...

IRFP140/240 og lignende er uegnede til den viste forstærker

Det kan godt lade sig gøre at bruge IRFP240/IRFP9240....de kørte meget fint i begge kredsløb ( Hitachi's PNP og "Teleprint 811001"s NPN)

Men først efter jeg fik luget ud i mine fejl.... IRFP'erne bliver ikke brugt, men de har givet en bedre forståelse når målet er en stabil mosfet forstærker.

En dum fejl var den 47 BP som erstattede to 4,7uF tantaler (ryg mod ryg) fra emitteren på T2 og T3....overbevist om at vi skulle længere ned i frekvens, og så stor forstærkning som kunne opnås...kom vi til at slås med selvsving, parasitter og andet bøvl...med et forslag om at fjerne de 47uF faldt forstærkningen med over 20dB og så var der en fin sinus på oscilloskopet...et par 2 x 1K i begge gate's og lidt mere power fra T2 og T3's kollektorer kom der ro på....men IRFP kan bruges hvis man afkorter forsynings længden og afstanden fra T1's og T5's kollektorer til IRFP'ernes gates.

... om mosfet’s fra tiden i 1981...hvor Ny Elektronik’s 60Watt’s konstruktion med ILP MOS128 modulerne satte gang i salget og blev solgt fra BN Elektronik inklusive kasse til 1000kr pr. monotrin. ILP MOS128 adskilte sig lydmæssigt fra meget af det vi kendte ved at gøre bassen's antrit hurtigere.... sådan blev det oplevet....

Prisen på ca 2.000kr for to monotrin var noget af en pris , fordi Audioscan i 1981 kunne tilbyde en mosfet forstærker Nikko Alpha III til 2.595,-kr......

Mitronic solgte færdig monterede moduler PA100 på 100 Watt . Det ene modul viste ustabilitet.... kontaktede derfor Mitronic og fik tilsendt et helt nyt udgangsprint (denne gang med sk135/j50) plus to nye ”Mantra M100” indgangs moduler......
Dengang skjulte man hvilke komponenter der sad i M100 modulerne ...som den grønne epoxylak antyder på foto’et fra ’83...

Vedhæftet diagram over ”Mantra M100” modulet..... senere da PA 100 forstærkeren blev lagt ud på CadInt, blev det uden M100 modulet i plasthus ... ingen skjulte komponenter.

27. juli 2026 ændringer af Teleprint 811001 og test.

I dag lykkedes det at få Teleprint 811001 forstærkeren til at levere sinus....

Teleprint forstærker projektet nærmer sig en afslutning, og det følgende er et forsøg på at forklare hvad ændringerne har medført . Der kommer senere en komplet stykliste plus diagramoversigt og måske en samlet analyse af viste forbedrede Teleprint mosfet forstærker.

Ændringer:

Siden første udlæg februar 2026 er C3 ændret til 2,2uF, C14 ændret til 47pF før gate modstandene R12 og R14, som nu er 220R.

Der er tilføjet 2 styk sikkerheds modstande R18 og R19 470R . Svigter trimmepot P1 holder de to 470 modstande forstærkerens DC spændings værdier nogenlunde på plads , og sikrer at ubalance i indgangstrinnet ikke brænder transistorerne af.

Der er tilføjet C15 27p og C4 er ligeledes ændret til 27p ... R17 er ændret til 2,2R.

Netværket med D1, D2 (1N4148) og de to 10V zenerdioder DZ3, DZ4 begrænser gate til source spændingen Vgs til maksimalt ca. 10,7V.

Nemt at justere forstærkeren til 0 Volt DC-out. 0.85°C/W Fischer SK85 skal hjælpes med en tyk 4mm alu-bundplade hvis forstærkeren bruges ved 50% kontinuerlig power.

Hvorfor ændre ”Miller” kondensatoren:

Oprindeligt var der kun én ”Miller” kondensator C4 22pF i det oprindelige Teleprint diagram . De nye og forbedrede Sanyo 2SA1370 transistorer skulle gerne være en del af forstærkeren, og derfor gik beregningen på at finde den frekvens hvor C4 på 22pF ville begynde at rulle af og flytte fasen.

Knækfrekvens: fp = 1/ 2 x pi x 3300R x 22 x 10-12F = 2,19 MHz

Ved at skifte C4 og C15 til 27pF:

Knækfrekvens: fp = 1/ 2 x pi x 3300R x 27 x 10-12F = 1,79MHz

For at reducere risiko’en for selvsving: fasebøjning i et RC-led starter lang tid før knækfrekvensen... måske en dekade før knækfrekvensen. Ved knækfrekvensen (fp) er fasedrejet –45 grader... fasedrejet når sit maksimale punkt –90 grader en dekade over knækfrekvensen. Med de nye 27pF kondensatorer: - 45 grader ved 1,79MHz / - 90 grader ved 17,9MHz.

Indrømmer at jeg befinder mig lidt udenfor ”safe” arealet, men på oscilloskopet og med belastning på udgangen er forstærkeren fuldstændig rolig. Under alle omstændigheder ser forstærker kredsløbet symmetrisk ud ... og jeg har fjernet en eventuel asymmetri i højfrekvens responsen...samtidig er en dominerende pol sænket fra 2,19MHz til 1,79MHz ....

C14 ..en gate shunt?:

C14 47pF som sidder mellem T1’s kollektor (VAS udgang), og kollektoren på T5 (strømspejlet’s udgang)... C14 gate en shunt?

VAS-trinnet har en høj open-loop udgangsimpendans . Hitachi udgangstransistorerne 2SK135/2SJ50 har stor indgangs kapacitet (Ciss) på: SK135 = 600pF / SJ50 = 900pF

Ved meget høje frekvenser vil C14 47pF derfor kortslutte vejen for AC-signaler før de når Hitachi transistorernes gate kapaciteter . C14 skulle sørge for at spændingsforskellen mellem de to gates holdes stabil...dermed modvirker C14 højfrekvent støj og selvsving .... C14 skulle medvirke til at de hurtige udgangs transistorer ikke oscillerer i GHz- eller det høje MHz område.


27. juli 2026 testede vi forstærkeren:

+- 45VDC fra ”made in China” forsyningen , forstærkeren har ca 33 ganges forstærkning. Ved 8 watt afsat i 8 Ohm’s load viste begge kanaler ca 0,06% ~ 0,07% forvrængning på HP’s distortion analyzer....forvrængningen bliver lavere i takt med forbruget af mA (til en grænse!)
Der var ikke antydning af spikes , induceret 50-60 brum eller ustabilitet på oscilloskopet.

Vi har endnu ikke målt frekvensgang ellet lyttet til Teleprint forstærkeren...når der i nær fremtid løber de ønskede 100mA igennem de to Hitachi udgangstransistorer kommer det sidste indlæg.

Kim